圖1 開(kāi)關(guān)電源原理框圖。

　　2 TopswitchⅡ簡(jiǎn)介

　　TOPSwitch ？？是POWER 公司生產(chǎn)的高集成的用于開(kāi)關(guān)電源的專(zhuān)用芯片。它將功率開(kāi)關(guān)管與其控制電路集成于一個(gè)芯片內，并具有自動(dòng)復位，過(guò)熱保護與過(guò)流保護等功能，其功能原理圖如圖2 所示。當系統上電時(shí)，D 引腳變?yōu)楦唠娢?，內部電流源開(kāi)始工作且片內開(kāi)關(guān)在0 位，TOPSwitch 給并接在C 引腳的電容C5（見(jiàn)圖2） 充電。當C5 端電壓達到5.7 V 后，自動(dòng)重起電路關(guān)閉，片內開(kāi)關(guān)跳到1 位。C5 一方面提供TOPSwitch 內部控制電路的電源，使誤差放大器開(kāi)始工作，另一方面提供一反饋電流以控制開(kāi)關(guān)管的占空比。MOSFET 開(kāi)關(guān)管的驅動(dòng)信號由內部振蕩電路、保護電路和誤差放大電路共同產(chǎn)生。C5 兩端的電壓愈高，MOSFET 開(kāi)關(guān)管驅動(dòng)脈沖的占空比愈小。

　　3 TOPSwitch 芯片的選型

　　在設計開(kāi)關(guān)電源時(shí)，首先就要面臨如何選擇合適的開(kāi)關(guān)電源控制芯片。在選擇芯片的時(shí)候，要既能滿(mǎn)足要求，又不因為選型造成資源的浪費。下面就介紹利用TopswitchⅡ系列開(kāi)關(guān)電源的功率損耗（ PD ） 與電源效率（η），輸出功率（ Po ） 關(guān)系曲線(xiàn)，快速選擇芯片的型號，從而完成寬范圍輸入的通用開(kāi)關(guān)電源的設計。

圖2 TOPSwitch芯片內部原理圖。

　　3.1 PD，η， Po 關(guān)系曲線(xiàn)

　　寬范圍輸入的交流電壓為85~ 265 V， 在這種條件下，TOP221~ TOP227 系列單片開(kāi)關(guān)電源的P D，η，Po 關(guān)系曲線(xiàn)如下，見(jiàn)圖3、圖4。

圖3 寬范圍輸入且輸出為5 V 時(shí)PD ，η， Po 關(guān)系曲線(xiàn)。

圖4 寬范圍輸入且輸出為12 V 時(shí)PD，η， Po 關(guān)系曲線(xiàn)。

　　注意，這里假定交流輸入電壓最小值umin= 85 V，最高輸入電壓umax = 265 V.途中的橫坐標代表輸出功率，而15 條虛線(xiàn)均為芯片功耗的等值線(xiàn)。

　　首先確定適用的曲線(xiàn)圖，例如，當u= 85~ 265 V，Uo= + 5 V 時(shí)，應該選擇圖3; 當u= 220 V（ 即230 V-230 V× 4.3% ），Uo= + 12 V 時(shí)，就應該選擇圖4; 然后在橫坐標上找出欲設計的功率輸出點(diǎn)P o ; 從輸出功率點(diǎn)垂直向上移動(dòng)，知道選中合適芯片所指的那條曲線(xiàn)。如果不適用，可以繼續向上查找另一條實(shí)線(xiàn); 然后從等值線(xiàn)（ 虛線(xiàn)） 上讀出芯片的功耗PD，進(jìn)而還可以求出芯片的結溫（ Tj ） 以確定散熱片的大小。

　　例如，設計輸出5 V， 30 W 的通用開(kāi)關(guān)電源時(shí)，就要選擇圖3.因為通用開(kāi)關(guān)電源輸入交流電壓范圍85~ 265 V.首先從橫坐標上找到Po = 30 W 的輸出功率點(diǎn)，然后垂直上移，與T OP224 的實(shí)線(xiàn)相交于一點(diǎn)，由縱坐標上查出該點(diǎn)的η= 71.2%，最后從經(jīng)過(guò)這點(diǎn)的那條等值線(xiàn)上，查得PD = 2.5 W.這表明，選擇TOP224 就能輸出30 W 功率，并且預期的電源效率為71.2%，芯片功耗為2.5 W.如果覺(jué)得指標效率偏低，還可以繼續往上查T(mén)OP225 的實(shí)線(xiàn)。同理，選擇TOP225 也能輸出30 W 的功率，而預期的電源效率可以提高到75%，芯片功耗可以降低1.7 W.然后根據所得到的PD 值，還可以進(jìn)而完成散熱片設計。

　　3.2 等效輸出功率的修正

　　PD ，η， Po 關(guān)系曲線(xiàn)均對交流輸入電壓的最小值進(jìn)行了限制，umin = 85 V.如果交流輸入電壓最小值不符合上述的要求，就會(huì )直接影響芯片的正確選擇。此時(shí)必須從實(shí)際的交流輸入電壓u？ min最小值對應的功率P‘o 折算成umin為規定值時(shí)的等效功率Po，才能使用上面的圖。功率修正的方法如下： 選擇使用的特性曲線(xiàn)，然后根據已知的u’min值查出折算系數K;將P ‘o折算成umin為規定值時(shí)的等效功率Po，表達公式P o=P’o / K;然后從圖3、圖4 中選用適當的關(guān)系曲線(xiàn)。

圖5 寬范圍輸入時(shí)K 與u‘min 的關(guān)系。

　　例如設計12 V， 35 W 的通用開(kāi)關(guān)電源，已知umin= 90% × 115 V = 103.5 V.從圖5中查出K =1.15.將P ’o = 3.5 W， K = 1.15帶入P o= P ‘o / K 中，計算出Po= 30.4 W; 再根據Po 的值，從圖4 中查出選擇的最佳型號是T OP224 芯片，此時(shí)η = 81.6%，PD= 2 W.如果選擇了T OP223， 則η 降到73.5%，PD 增加到5 W， 顯然不合適。如果選擇T OP225 型，就會(huì )造成資源浪費，因為它比TOP224 的價(jià)格要高一些，而且適合輸出40~ 60 W 的更大的功率。

　　4 主要元件參數計算

　　4.1 變壓器變比的設計

　　開(kāi)關(guān)變壓器的變比與開(kāi)關(guān)變換電路的具體形式有關(guān)，正激、半橋變換電路中開(kāi)關(guān)變壓器的變比公式為：

式中，Uin，Uout分別為開(kāi)關(guān)變壓器的輸入和輸出電壓;Nin，Nout 分別為開(kāi)關(guān)變壓器初級和次級線(xiàn)圈的匝數。

　　當輸入電壓最低時(shí)，實(shí)際設計時(shí)應該按最低輸入電壓代入計算。

　　推挽電路的輸出電壓與輸入電壓之間的關(guān)系公式為：

　　Uout= 2DUin/n

　　因此得到關(guān)系式：n= 2D Uin / Uout= N 1 / N 2.

　　輸入電壓最低時(shí)，占空比D 值最大，這時(shí)候仍然能保持設計要求的輸出電壓，所以上式的D 應取最大值，Uin取最小值。

　　4.2 輸入濾波電容的選擇

　　輸入濾波電容器C 的容量與電源效率，輸出功率密切相關(guān)，對于寬范圍輸入的開(kāi)關(guān)電源，C 的容量取μF 為單位時(shí)，可按比例系數3μF/ W 來(lái)選取。例如當Po= 30 W 時(shí)，C= （ 3μF/W）×30 W= 90μF， 以此類(lèi)推。在固定輸入時(shí)，比例系數變成1μF/W， 上例中的C 就變成30μF.在設計開(kāi)關(guān)電源時(shí)還要注意C 的容量誤差要盡量小，以免影響開(kāi)關(guān)電源的性能。當C 的容量過(guò)小時(shí)，會(huì )降低TopswitchⅡ的可用功率。如果把30μF 改成20μF， 則輸出功率會(huì )降低15 %; 當C《 20μF 時(shí)，會(huì )造成可用功率的明顯下降。

　　另外，C 容量的大小還決定直流高壓Ui 的數值，圖3、圖4 實(shí)際上是在Ui= 105 V 的情況下繪制的，這個(gè)充分體現了C 對Ui 的影響。

　　4.3 開(kāi)關(guān)管保護電路

　　在開(kāi)關(guān)芯片的漏極D 側可以利用VDZ 和VD 兩個(gè)二極管對高頻變壓器的漏感產(chǎn)生的尖峰電壓進(jìn)行箝位，可保護μ的D-S 極間不被擊穿。例如VDZ 可以選用瞬態(tài)電壓抑制器P6K200， 其反向擊穿電壓為200 V.VD 采用反向耐壓為600 V 的UF4005 型超快恢復二極管，亦稱(chēng)阻塞二極管。

　　5 應用電路及其仿真

　　圖6給出了由TOPSwitch 構成的反激式電源的原理圖。其工作過(guò)程如下： 輸入交流電經(jīng)整流橋BR1 整流后再經(jīng)電容C1 濾波，變?yōu)槊}動(dòng)的直流電。

　　反激式變壓器與TOPSwitch 將存儲于電容C1 的能量傳遞給負載。當TOPswitch 開(kāi)關(guān)管導通時(shí)，電容C1兩端的電壓加到反激變壓器的原邊，流過(guò)原邊繞組的電流線(xiàn)性增加（ 如若在MOSFET 開(kāi)關(guān)管導通的瞬間變壓器副邊電流不為零，則由于副邊感應電勢反向，二極管D2 截止，副邊電流變?yōu)榱?，然而磁芯內的能量不能突變，故原邊電流躍變?yōu)楦边呺娏鞯?/ K，K 為變壓器變比），變壓器儲存能量; 當MOSFET 開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，電感原邊電流由于沒(méi)有回路（ 此時(shí)，穩壓管VR1的擊穿電壓因高于原變壓器的感應電勢而截止） 而突變?yōu)榱?，變壓器通過(guò)副邊續流，副邊電流為T(mén)OPswitch 開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)原邊電流的K 倍，副邊繞組通過(guò)二極管D2 對電容C2 充電，此后，流過(guò)變壓器副邊的電流線(xiàn)性下降。二極管D1 與穩壓管VR1 并接于變壓器的原邊以吸收由于變壓器原邊的漏感而產(chǎn)生的高壓毛刺。電阻R1、穩壓管V R2、光耦U2 與電容C5 構成了電壓反饋電路以保證輸出電壓穩定。電阻R2 與VR2 構成一假負載，以保證當電源空載或輕載時(shí)輸出電壓穩定。電感L1 與電容C3 構成LC 濾波器以防止輸出電壓脈動(dòng)過(guò)大。二極管D3 與電容C4 構成一整流電路以提供光耦U2 光電三極管的偏置電壓。電感L2 、電容C6 和C7 用于降低系統的電磁干擾（ EMI） 。

圖6 反激式電源的應用原理圖。

　　圖7分別給出了輸入電壓220 V （ 交流），輸出功率為40 W; 輸入電壓85 V （ 交流），輸出功率為24 W和輸入電壓85 V（ 交流），輸出功率為40 W 時(shí)的輸出電壓波形。

圖7 不同電壓輸入條件下的電壓仿真輸出波形

　　6 結論

　　理論設計和仿真結果表明，基于topswitch 芯片設計的開(kāi)關(guān)電源，輸出波形較為穩定，而且電磁兼容性好，抗干擾能力強，適合小功率開(kāi)關(guān)電源的設計制造。